2.5GHz to 10.3GHz signal source / x4 multiplier / old DRO LNB re-purposed

Hur snabbt få fram en  enkel signalkälla för 10.368GHz

Jag behöver en signalkälla på 10.368MHz men har ingen signalgenerator som klarar 10GHz.

Vanligast är att sätta på en multiplicerare och då min signalgenerator går upp till 3GHz kan man ha 2.5GHz och multiplicera fyra gånger (x4) till 10.268MHz.

Det finns många exempel på hur man kan göra en multiplicerare men många av dessa exempel har gått långt när det gäller konstruktionen, mycket gain och s.k pipe cap filter.

Mitt behov var lite enklare, en svag 10Ghz signal räcker och ev. övertoner runt 10GHz behöver inte hanteras. Signalkällan ska inte driva någon utrustning, används enbart som en liten fyr för att verifiera 10GHz mottagare.

Vad göra, rota i junkboxen!

Rotar lite i junkboxen och hittar några gamla DVB-S LNB med DRO för 12GHz. 

Innehållet i dessa äldre LNB är användbart, där finns fina 12GHz kretskort och GaAs Fet'ar och inte minst ett DC regulator kort med negativ och positiva spänningar.

PTFE 11-12Ghz kretskortet har tre stycken GaAs FETar i serie som LNA och mellanförstärkare innan diodmixern.

Exempel på äldre LNB som är klart användbart för liknande projekt

På motsatta sidan sitter DC reglerkortet för alla GaAs Fetar med mera...

Att jämföras med en senare med fortfarande en DRO LNB modell, lite mindre format på allt och en multifunktionell IC som tillhandahåller många funktioner inklusive DC reglering. Man kan prova återanvända hairpin 12GHz filtret, LNAerna och kanske även mixern.

Klipper isär PTFE LNB kretskorten i två delar, vardera med en GaAsFet, och sätter ett bandpassfilter emellan.

Bandpassfiltret är baserad på en annan bit PTFE kretskorts 50ohm stripline som sedan modifieras med skalpell.

Man gör en halvvåg lång del av stripline samt två kopplare för in och utgång, avsedd att resonera på 10GHz.

En FET gick nog sönder vid de första försöken att sätta fart på multipliern så den byttes ut till en NE72084 GaAsfet, den andra FET är okänd men satt som nummer tre i LNA kedjan.

Alla PTFE korten är monterade på ett underlag i form av en FR4 enkelsidigt kretskort.
I varje PTFE PCB genompläteringar/nitar/jordpunkter har lödpasta applicerats på undersidan av PTFE PCB och sen värmts upp så en jordförbindelse uppstår till underlaget.

Det DC reglerkort som fanns i LNB har i orginalskick trimpottar för -Vg och +Vd - mycket bra!

På kretskortet syns en 8V regulator, en ICL7660CPA charge pump som ger den negativa gatespänningen -. och en bunt trimpottar för respektive GaAsFet 

Matningsspänningen är +8V och jag räknar ut serieresistorns värde, dvs. 8V matning, 3V Vd samt för 30mA Id, löder dit nya resistorer eftersom en orginal LNA och en junk multiplier kommer att jobba på helt olika strömmar.

FET på ingången får en ny serieinduktans på -Vg, kapar av 11-12GHz DC avkopplingen vid stripline och löder på 5.6nH induktans. se foto.

Sätta fart på junk - eller vad kan man modda en gammal LNB till?

Ansluter signalgeneratorn på 2.59205GHz med 0dBm nivå på ingången, ansluter spektrumanalysator på 10.3682GHz på utgången och börjar justera:

- Steg ett är att justera -Vg och se om x4 signalen börjar synas.

- Steg två är att justera bandpassfiltret, använder en tandpetare med en pålimmad kopparflagga (1x1mm stor), man hittar platser där filtret resonerar bättre och löder dit permanenta kopparflaggor och fortsätter hitta nya platser med tandpetaren.

Kopparflaggorna i mitt fall förlängde kvartsvågselementet samt de två kopplingsstriplines.

- Steg 3 är att åter justera -Vg för maximal signal på 10Ghz.

Mäter med multimetern på -Vg och +Vg och jämför resultatet med databladet för NE72084 med graferna för olika arbetsförhållanden.

FETen borde vara i saturation för att gå olinjärt och det jag ser är att den första FET går på 40-50mA. 

Den andra FET har jag inga data på så där gäller enbart utsignal och justering av -Vg.

Resultatet!

Junk från en 11-12GHz LNB återanvänt!!!

Här syns i bild, 2.5GHz drivsignalen 

och den resulterande 10.368GHz utsignalen.

Med lös koppling till spektrumanalysatorn är signalnivån tillräckligt stark som signalkälla för mottagarprov/trimning.

Cheap LNA 2026

Inköp som ny

" Wow - den klarar upp till 6GHz "

Innehåller optionen med internt li-ion batteri och laddkrets för batteriet

Man kan då ansluta LNA boxen på ett instrument utan kablar - mycket bra för kortare mätningar portabelt

Här syns en applikation, en portabel batteridriven spektrumanalysator och bredbandsantenn samt denna batteridrivna lågprisLNA från öst inkopplad för lite mer känslighet.

Med LNA ser man FM sändarna på några km avstånd med denna usla antenn

Usel antenn: En logperiodisk antenn som matas på detta sättet med en SMA direkt i framsidan verkar inte helt korrekt - troligen ska en semiridig koax dras från den punkten till baksidan av antennen och skärmen lödas i ändarna på koaxen.....

Jag inspekterade kretskort och låda

lådan är i gul "eloxerad" aluminium utförande, eloxering (som alla vet?) är isolerande (och som alla vet så säljer guldfärgade prylar bättre än prylar i rå obehandlad aluminum....)

Kanterna är gula, färg eller oxid?

Kanterna är icke-ledande, helt isolerande skikt med färg eller oxid

På det sättet kretskortsgavlarna är utförda kan man se att tanken var att gaveln ska vara i kontakt med kretskortsgavlarnas exponerade jordplan. I orginal är all jordplan centrerad runt SMA kontaktens kretskortgenomföring/bicka/mutter.

En enkel lösning är att helt enkelt slipa av all eloxering på båda gavlarna.

Nu har man en RF tät(are) låda.

Slipade kanter, ren aluminium exponerat

Aluminium är en bra ledare :-)

Kretskortet sitter inuti den extruderade aluminiumlådan i kretskortsspår som också är eloxerade

Lådan är isolerad på insidan med denna oxid eller färg

Egentligen borde dessa spår vara o-eloxerade - men jag orkar inte ta bort oxiden eftersom spåren är såpass breda att det inte finns nån garanti att det blir en konsistent jordanslutning mellan kretskortets jordplan och lådans spår. Om det ändå blir glappt här så är det en sämre lösning.....

Ytterligare en modifiering  -SMA kontakterna är inte lödda på båda sidor om kretskortet....

Före

Efter

Den aktiva komponenten är TQP3M9037 och är snart en 10år gammal krets.

I databladet finns specifikationer för 3.3V och 5.0V.

700-6000MHz låter kompentent - men data varierar en hel del inom det frekvensområdet!

25dB gain på 700MHz och 10dB på 6000MHz

0.4dB NF på 700MHz och 1.6dB på 6000MHz.

Men det är med kretsen monterad på demokretskortet från tillverkaren och komponentvalet är kritiskt uppe på 6GHz.

I testkretsen på 3.4GHz används 0402 storlekar på R, C och L.

I detta massproducade exemplar från öst matas LNA kretsen med 3.7V från den inbyggda li-ion batteriet.

Li-ion med inbyggd BMS?

Även om man ansluter en 5V mini-USB till intaget så lär kretsen gå på runt 3.7V från den spänning som den inbyggda li-ion laddkretsen ger ifrån sig till batteriet.

Har inte lyckats mäta på kretsen ännu men har sett andra som mätt i orginalskick och komponenter på denna massproducerade produkt:

LNA kretskortet i orginalutförandet

Det som är lite unikt i denna massproducerade produkt är:

- BAV99 dubbeldioden på ingången, används som begränsare/skydd av ingången

- B5819 schottkydiod på utgången som nån typ av skyddsfunktion?

- 100kohm på ingången till jord, även det nån typ av skyddsfunktion?.

- Seriekondensatorn på ingången (som är ett krav från tillverkaren) är på 100nF - ett försök att leda in HF signaler till kretsen.

- Alla komponenterna är 0603 eller större.

- den minsta induktansen på DC matningen är 300nH, den största induktanser är 47uH.
Otroligt stor induktans -  och i en bias-tee krets skulle 1uH räcka till för 100MHz som lågfrekvensinduktans. Högfrekvensinduktanser 330nH är även den jättestor, här skulle 56-100nH passa bättre för flera GHz.

- kretskortet är tjockt FR4, dvs. förluster i kretsen uppstår på vid flertalet GHz.

Troligt kretsschema och komponenter

Dessa unika lösningar kommer inte ge några bra prestanda uppe på höga GHz frekvenser :-)

Grundtesten är att denna pryl är gjord för låga frekvenser, långt under de 6GHz som LNA kretsen i sig kan klara av.

Både kretskort, komponentval och paketering (låda + SMA) signalerar låga frekvenser....

Rotade i junkboxen - ett antal Sage wireline prylar dök upp

Wireline

Förkapade wireline från fabrik

En innerledare försilvrad
En innerledare med isolering

Vad ska man ha dessa udda prylar till - förutom att slänga dom på återvinningen?

Sage wireline (och wirepac) är en pryl som ser ut som en semirigid koaxkabel med två innerledare 

varav en innerledare är isolerad, de två innerledarna är tvinnade med 3 varv per 25mm för att öka kopplingsgraden kan man förmoda.....

Vanligtvis ser man dessa i t.ex äldre LNA eller PA kretskort där man kombinerar två förstärkarsteg med -3dB 90graders kopplare gjord av wireline samt ett 50ohm terminerande RF motstånd.

Exempel på wireline 3dB 90 grader fördelning respektive kombinering - på in och utgång på ett 400W VHF slutsteg äv äldre modell
De wireline som syns på bilden är lite grövre än de jag har i junkboxen

Detalj i slutsteget där en ledare ansluts till ena PA halvans utgång och en ledare går till ett termineringsmotstånd 50ohm på den isolerade porten i wireline

Detalj i slutsteget där en ledare ansluts till ena PA halvans ingång och en ledare går till ett termineringsmotstånd 50ohm på den isolerade porten

Kopplingsprincipen -3dB 90grader

-3dB 90degrees Power Combiner

Samma princip som i VHF PA på bilderna ovan

Hembyggd provkrets, tanken var att ansluta två 23cm yagi antenner till en 23cm station
Kopplingsfaktorn blev runt 3.5dB i båda portarna på 23cm, bandbredden är stor
Enligt andra artiklar där wireline har förekommit i 23cm slutsteg som kombinerats - så har man använt en Längd på 36mm på 1296MHz.

Principen är att en kvartsvågslängdslång wireline ger -3dB koppling vid 90grader

Enligt designnoteringar beräknas längden: L = 4700/MHz = (cm) 

Avviker man ifrån den beräknade kvartsvågslängden ändras kopplingsgraden från -3dB och ned mot -30dB i extrem fall och det sker vid 0 eller 180 grader.

Mer vanligt idag är den ytmonterade s.k lågprofil 3dB hybrid kopplaren, med 50ohms ledare inuti en lödbar kapsel. 

Anaren Xinger ytmonterade 3dB 90 kopplare
Mycetk lite och kompakt komponent

Vill man inte ha 90 graders skillnad mellan förstärkarstegen kan man använda en Wilkinsson kopplare med ett 100ohm RF motstånd och köra två förstärkarsteg parallellt

Båda dessa -3dB kopplarna är bandbestämda, man beräknar längden till den frekvens det ska gå på för att få 3dB kopplingen

DC BLOCK

Jag gillade iden med att göra DC block för de olika banden och på så sätt skydda mätinstrument från DC på mätportarna.

Enligt designnoteringar ska man löda ytterhäöjet till jord vid respektive ändar.

Två snabbt ihoplödda DC blockerare
Mätte dessa i frekvens för att se var  förlusten är som lägst
jag såg runt 0.3-0.5dB som lägst och samtdigi fortfarande inom en acceptabel anpassning -15dB, dvs. en bra VSWR
Bandbredden, med ovanstående faktorer, blev rätt likaför båda DC blocklängderna : 525MHz

40mm lång wireline

Mätning på 40mm wireline

70mm lång wireline

Mätning på 70mm wireline

DIPLEXER

Gillade också iden att göra en diplexer för t.ex QO-100 eller transverter, dvs. i de fallen man använder en koaxkabel för IF frekvensen samt 10MHz som referens till transverter LO, PLL. Istället för induktorer och kondensatorer använder man endast två bitar wireline.

Det finns andra tillämpningar

DC Return

Man ha wireline till diodblandare också, som en diplexer för IF och LO signalen och på RF sidan sitter diod-er.

DC return = dvs. om komponenten kräver en ström, i en diod eller transistorkrets kan man via wireline isolera RF från DC till jord (via ett strömbestämmande motstånd R)

DC Return

Eller varför inte prova om man kan göra samma sak på spänningsmatningen, isolera RF från DC

har inte provat detta, ersätter en induktans

DC isolation

Lite annat

Man kan ändra på kopplingsgraden genom att använda andra längder än inom -3dB oktaven, dvs. mellan 0-60 eller 120-180 grader

Som exempel en wireline längd på 21mm ger en -20dB kopplingsgrad på 144MHz, 19mm ger en -20dB kopplingsgrad på 50MHz.

Så en mycket kort bit wireline sänker kopplingsgraden, inte helt oväntat :-)

Enligt designnotering kan man använd wireline som directive coupler långt över 10GHz

LÄS MER

Sök på WIRELINE® and WIREPAC® Design Guide så hittar man en bra översikt nånstans på nätet

det finns även en wireline wirepac kalkylator man kan betala för på en RF websida.

 70cm 432MHz RX combiner with selective switch for three antennas

PROBLEMET

I NAC 432MHz så används flera antenner parallellt, varje system har vardera en mastmonterad lågbrusig LNA

I radiorummet så kombinerar man antennsystemen och kan lyssna parallellt.

En nackdel med detta är det kombinerade systembruset samt backgrundsbruset adderas i den gemensamma mottagaren

och konsekvensen är att svaga signaler drunknar i signal-brus förhållandet, bruset döljer signalen.

En metod runt detta är att snabbt koppla ifrån de antennsystem som inte behövs vid tillfället och då brukar den

svaga signalen bli läsbar direkt.

Lösningar 

på detta finns det många av, man kan mekaniskt skilja på antennsystemen med koaxreläer eller koaxomkopplare.

Ett annat sätt är att använda komponenter på kretskort och styra detta med enkla DC vippströmbrytare.

Nackdelen med det är att komponenter bidrar med egenbrus och egenskaper som kan vara sämre än en mekanisk lösning.

MEN

Ett kul projekt 

manglades från under en tid, junkboxen inventerades och kretslöningar justerades därefter.....

I nuläget består prototypen av:

• Mini Circuits ERA-3SM Linear, Gain Block, HBT Amplifier, DC to 3000 MHz, 50Ω
• MA COM SW-338 GaAs SPDT Terminated Switch DC - 2.5 GHz, 50Ω
• MCL LRPS-3-850 3 Ways Core & Wire Power Splitter, 500 - 850 MHz, 50Ω
• ANALOG LTC1044 CMOS switched capacitor voltage converter
• Toshiba TA7805F Positive Voltage Regulators 5V 500mA

• MMIC förstärkarna används för att kompensera för förlusterna i power splitter
• SPDT används för att koppla ur/i respektive antennsystem till power splitter
• Volt konverteraren används för att generera negativ kontrollspänning till SPDT kretsen
• Vippströmbrytarna (3st) används för att växla den negativa kontrollspänningen till SPDT som då antingen växlar till en 50Ω terminering eller till power splitter.
• Power splitter är en passiv komponent som används som en RX combiner med tre ingångar till en utgång, förlusterna i denna är runt -6dB.

Realisering ;-)

Det hela byggs på 1.5mm FR4 kretskort med 50ohm stripline, en DC-del samt en RF-del

Kretskortet är fräst med min lilla CNC fräs med en 0.15mm V-bit som gått fyra varv runt kretsbanorna under isolationsfräsningen.
Mer om CNC fräsen finns i andra trådar om kretskortstillverkning.

Det är dubbelsidigt FR4 kretskort och ett stort antal kretskortsnitar förbinder jordplan på båda sidor på kretskortet.

På bilderna ser man att två antenningångar RX2, RX3 används och en utgång, RX1 antenningång är terminerad med 47ohm i väntan på fler tester.

Man ser också de varierande ytmonterade passiva komponenterna - en variation mellan 0603 0805 1206 (metric size) och helt beroende på vad som finns i junkboxarna.

DC kretsarna syns på toppen i bild

Tre identiska RX ingångar samt en gemensam utgång till radions RX ingång
Luftlindade induktanser till vänster är s.k Bias.TEE DC matning till mastboxar

På bilden ser man även induktanser på respektive antenningång, dessa är s.k bias-tee, och kan användas för att styra LNA boxen med en +26V DC spänning som kontrollerar

TX/RX växlingen, koaxreläet samt spänningsmatar LNA vid RX.

Styrning sker med vippomkopplare på en liten låda och en skärmad multiledarkabel

En multipolkontakt underlättar under prototypfasen

Använda denna makapär i praktiken ?

Det man kan se direkt är att nyttan är stor att kunna koppla ur antennsystem 

signal brus förhållandet förbättras och ofta hör man mycket bättre - bra!

Problem?

SW-338 styrs med negativ kontrollspänning och i första utförande av mitt kretskort så fanns tendenser till självsvängade SPDT - det är viktigt att de två spännings nivåerna kretsen använder inte varierar i spänning, det är nu antingen -4.5V eller 0V. 
Lösningen var fler avkopplingskondensatorer på respektive kontrollingång samt avkopplingskondensatorer på den switchade negativa spänningsgeneratorkretsen.

Det kan vara så att switchfrekvensen läcker ut på de känsliga styrpinnarna på SPDT kretsen eller från vanligt 50Hz brum som plockas upp av kablar m.m i rummet.

Från start fanns ferriter monterade i serie med varje DC spänning - så dessa minskar högrekvent brus i teorin.

Ett annat problem är egenskaperna hos ERA-3SM - bidrar dessa till sämre IP3 i antennsystemet?

Det skulle då visa sig i mottagarens vattenfall/spektrumvisning.

Budgeten i denna lösning innebär ett litet gain överskott, ERA-3SM kompenserar för förluster i combinern och ger ett överskott på kanske 5-10dB vilket kan påverka mottagaren på nåt sätt.
Det kan vara så att dämpsats behövs efter varje ERA-3SM för att prova detta.

Såklart borde kretskortet monteras i en RF  skärmad låda med chassigenomföringar av typen 1-10nF avkopplingskondensatorer - men först OM denna prototyp visar sig användbar så tas det steget.....

 Just bought a 5.7GHz 6cm band 2W transverter by sg-lab - modifications part 1

En egenskap med denna transverter är att om man använder lite lägre hastighet på telegrafi så kan den första teckendelen tappas bort.

Orsaken till detta är att den interna sekvenskretsen har kort hålltid, växling mellan RX/TX/RX sker snabbt och det telegrafitecknet som kommer först och som nycklar växlingen sänds inte ut.

I transverterns sekvenskrets kan man addera tid genom att addera kapacitans i VOX funktionen.

I orginal sitter en 2.2uF kondensator

I modifierat skick adderar man ytterligare 2.2-4.7uF till orginal 2.2uF.

Med 1st adderad 4.7uF blir VOX hängtiden ~1.5 sekund vilket kan passa för telegrafitrafik - men inte MGM som kräver ~0.5 sekunder. Man får prova sig fram eller justera MGM mjukvaran så TX delay är applicerad.

På bilden ser man VOX tidbestämningskondensatorn, man kan byta ut den helt eller löda på en ny ovanpå den befintliga kondensatorn.

Placeringen av VOX styrande kondensator 2.2uF i originalutförandet

I orginal sitter en keramisk kondensator i storlek 0805 ytmonterat

Man kan använda tantalkondensator i lite större storlek

I mitt fall råkade det finnas 10st keramiska 4.7uF 0805 i junkboxen så det blir valet.

 

Tantal (nedre i bild) är lite större än keramiska (övre i bild)

0805 4.7uF

Informationen om denna modifieringen av VOX kretsen kommer från Hristiyan LZ5HP.

Just bought a 5.7GHz 6cm band 2W transverter by sg-lab

I was part in a purchase of a bundle of this 5.7GHz transverter by sg-lab

In a conclusion - it is a good transverter, works as expected and from measurements in the microwave labs it seems to deliver according to the said technical specifications.

Encourage anyone to get one if the specifications are of your liking and it is used för intermittent SSB och CW traffic.

5.7GHZ QRV

Med transverter följer en 7-element yagi på ett kretskort med en SMA kontakt. Med den yagi antennen har 5.7GHz fyren SK0CT/B hörts bra på 44km avstånd och även på kortare distanser är fyren mycket stark även om det inte är fri sikt på något sätt i horisonten.

Det verkar mao. lovande - från bättre, högre, fri sikt QTH lär det enkelt gå att ha QSO längt over 44km med denna lilla antenn.

Med en parabol och dito matare kommer det att gå att nå ännu längre distanser.

Eftersom jag har under åren byggt en egen 5.7GHz transverter så är det intressant att se vad som finns innanför skalet på denna transverter...

Det finns två sidor på ett kretskort :-) - på den mest bestyckade sidan ser det ut så här

Andra sidan innehåller inte så mycket att se, några motstånd för slutsteget och induktanser för DC kretsar

Kretslösningar och komponenter

I lådan finns:

• T/R switch för 5.7G med pindioder till gemensam SMA kontakt, kan kopplas ur och använda separata RX och TX SMA kontakter om man använder externa reläer, LNA eller PA 
• RX kedja
• TX kedja med bandpassfilter
• RX TX switch som växlar anslutningen till blandaren
• En 3.8-8GHz passiv blandare
• Bandpassfiler till TX drivsteg och slutsteg
• En +13V "DC/DC step up converter" för slutsteget som drivs med +26-28V
• En IF ingångskrets för 432MHz med dämpsats, TX djustering av drivnivå, RF VOX eller extern nyckling och två färgs LED indikator för drivnivå, även justering av RX förstärkning
• Fram/back mätkrets på TX utgången med två-färgs LED indikatorer för TX nivå och SWR på 5.7G utgång
• SMA ingång för extern 10MHz referens
• Inbyggd "sequencer" utgång för t.ex LNA eller PA samt en inbyggd 30mS fördröjning av TX uteffekt efter PTT aktivering
• En Atmega328P MCU för PLL kontroll
• En 0.235GHz till 6GHz PLL med inbyggd VCO och 40MHzTCXO kristallreferens, 
• DC regulatorer +5V med mera....
• 
  

Ritade upp denna krets genom så kallad "baklänges ingenjörsskap".

Har inte identifierat alla komponenter men man kan gissa lite vad för typ av komponent skull kunna använda :-)

Mätningar 5.7GHz på transverter och extern 10MHz referens

Sändare

Mätningar visar en uteffekt på +32.2dBm (strax under 2W) och fasbrus runt -85.699/Hz, -55.699/1kHz mätt vid 50kHz offset på bärvåg med inbyggd TCXO referens och inbyggt T/R PIN switch.

Mottagare

Mottagaren är känslig med bra värden , RX har 17dB gain och 2.7dB NF med inbyggd TX/RX 5.7GHz switch

Frekvensstabilitet

Med intern TCXO och när man växlar från RX till TX och efter 40sekunder TX så har frekvensen ökat cirka 45Hz.

Med extern 10MHz referens så ser man en 7-8dB förbättring av fasbrus om man jämför den interna 40Mhz TXCO oscillatorn mot en extern 10MHz CTI OSC5A2B02  referens ansluten till SMA kontakten och med en fyrkantsignal med 2.5V p-p. +7.5dBm (dvs. inte det specade -10 till 0dBm).

Det verkar som den interna oscillatorn har 0.7V p-p vilket kan vara i underkant för den PLL som sitter i.

Prov med andra 10MHz referenser, som t.ex LEO Bodnar, visar på sämre resultat mest för att 10MHz referensen med GPS justering är sämre än CTI fast oscillator. Oklart om transvetern vill ha 50ohms matning av extern 10MHz referens, en högohmig CTI referens harfungerat bra.

Några observationer - saker som kan bli ett problem

Dämpsatsen på IF 432MHz blir varm

Mätte på de många ytmonterade resistorerna som utgör dämpsatsen 50ohm på IF ingången.

Alla resistorerna blir helt klart heta med 2.5W driveffekt.

Rekommenderar att driva transvertern på minsta effekt på IF -  man kan ställa in med mha. LED driveffekt indikeringen och potentiometern inuti transverter, på så sätt bygger om inte in värmefluster i lådan.

Slutstegstransistor blir varm - men hur varm blir den?

Mäter med IR termometer (av det billigare slaget) på slutstegstransistorns ytterhölje

• Efter 2-3 minuter med CW "dittar" blir yttemperaturen 103 Celsius
• Efter 1minut med FM "carrier" blir yttemperaturen 180 Celsius

Kan bara gissa vilken slutstegstransistor som sitter där - men om man gissar på att det är en AFT27S0006NT1 (eller liknande typ av transistor och kapsling) och tittar i databladet på slutstegstransistorns "MaximumRatings, CaseOperatingTemperatureRange" står det "TC 40 to+150"

Jag kommer att undvika köra trafik som ger så hög temperatur på slutsteget

AFT27S0006NT1 är: "Scheduled for obsolescence and will be discontinued by the manufacturer."

Transistor är inte dyr i dagsläget men blir kanske dyrare på sikt när den blir svårare att få tag i.

Eftersom slutstegstransistorn drivs av en DC DC "up-converter" så blir även komponenter in den kretsen varma - och bidrar till en allmän uppvärmning av lådan och dess innehåll.