432MHz mottagarkonverter - del 3 UHF konverter

Steg 3 är montering i låda, låter enkelt men det är väl här som nåt ofta går fel ;)

Noterat 10/2:
Jämförde konvertern med japan-transceivern mot OH2UHF fyren och OZ8PG under NAC på 432.055MHz - och det märks att det fattas förstärkning före mixern. Nästa byggsten blir en extra förstärkare efter ATF34143 och minst 6dB behövs utöver eventuella filterförluster. 10dB eller mer blir målet.
Bruset var däremot betydligt lägre i konvertern och med FT-7 som mottagare, kanske lite pga. lägre gain i mottagarkedjan ;).
Tittar på en lämplig förstärkare, EC1089, AH-1, SXA-389, uPC2709 är nägra exempel på vad som finns i junkboxen. Får kolla upp vad dessa har för data och sen gör att testbygge.

En gammal prototyplåda rensades ur, borrade och slipade bort bulor och fästpunkter för att få en plan yta i lådan.
Här sitter lokaloscillatorn och +18dBm LO förstärkaren,

På andra sidan sitter förförstarkare ATF34143, blandare SYM-20DHW och 28Mhz diplexer/IF förstärkaren.

Lokaloscillatorn fick värma upp sig en 30minuter, sen kalibrerades den till 432.100MHz = 28.100MHz zero beat på CW.

Prestandan verkar vara samma som tidigare -116dBm går att avläsa som svag CW på 28MHz.

Med den lagade 432 mastmonterade preampen före konvertern går det att avläsa som svag CW på 28MHz nere på -136dBm, kunde lagt till ytterligare dämpsatser mellan signalgeneratorn - så prestandan är lite bättre ändå.

Om det visar sig att ett filter behövs, så gjordes detta filtersurplusfynd på 469MHz i ordning utifallatt..

Original är den med fem helix.

Man löder på en liten stump förslivrad spoltråd på varje helix, ger något lägre frekvens än tidigare. Det fanns lite extra utrymme på höjde inne i kaviteten så den här modden gick fint.

Nya koaxkablar, med SMA monteras på änd-spolarna, som tappas av några mm från jord.

Så här ser filtret ut nu, man får vända på det några gånger och justera om det till bästa data.
Det föll från 469 till 430 så egentligen borde mina stumpar kortas av något, men jag nöjer mig med dessa kurvorna ändå.

Slutresultatet, smalt filter med bra anpassning och en del förluster som väntat.
Den svarta texten är omtrimningsförsök nr.1 utan modifierade helixar, den röda texten är med modifiering enligt bild ovan. En kraftig förbättring och helt OK slutresultat.

4dB i förlust

Så med konverter och utan extra preamp är det möjligt att känsligheten blir lite i underkant om filtret sätts dit. Kanske behövs en till 432MHz förstärkare efter ATF3414, kanske 10dB extra skulle vara intressant då.

432MHz mottagarkonverter -- del 2

Då är all delar klara - förutom AH-1 och bandpassfiltren, dom är inte med i signalkedjan ännu.

Klart för test, många sladdar bli det ;)

+13VDC och alla moduler ihopkopplade med koax

432MHz förstärkaren med en ATF34143

ATF34143 i en grovt tillyxad förförstärkare på teflonkretskort, litet fulbygge är det nog ;)

Gjorde en mätning på ATF förförstärkaren, ger 16dB förstärkning och en del brus, men jämfört med en tidsenligt mmic (som har runt 3-4dB NF) är detta rätt OK i den här konvertern.

0.79 NF plus lite felmarginal pga. kalibrering av bruskällan, skulle tro 0.89 är mer korrekt värde.

28MHz diplexern och JFET förstärkaren

Diplexer for blandare och IP förstärkare 28MHz

Förstärkaren mellan lokaloscillatorn och mixern, man ser MMIC märkt "XA3" innanför hålet

SXA-389 404MHz

Bandpassfiltren är inte med i konstruktionen så här långt, måste först hitta en filterkoppling beroende på var i konverterkedjan som ska sitta.

BPF 432MHz

Sätter jag insignalen på 432MHz på -118dBm så går det att avkoda CW signaler, men det är svaga signaler ungefär som dom man här under 432MHz NAC.

Svaga signaler är inget problem, så vad är orkar konvertern med när det gäller starka signaler ?
Gjorde några snabba jämförelser med signalgenerator och växlande mellan SDR-IQ och FT-7

Basnivån ligger på -106dB på 28MHz med convertern inkopplad, utan insignal.

Brusnivå utan nyttosignal

Drog upp 432MHz signalen till mycket stark signal -15dBm

På SDR-IQ blev det -6dB i Spectravue mitt på bärvågen 28.100MHz  (432.100MHz)

Vilket på FT-7 blev S9 +60

stark signal

28kHz under bärvågen höjdes brusgolvet 4dB om man ställde in på maximal bandbredd 190kHz.

Drog upp 432MHz signalen ännu mer -9dBm

På den här nivån händer det saker runt bärvågen på 28MHz

Brusgolvet höjs markant +/-5kHz från 28.100MHz.

I FT7 ser man att S mätaren jobbar 5kHz över bärvågsfrekvensen.

På 5kHz ovan bärvågen är det oljud.

På 6kHz över bärvågen med samma starka 432MHz signal, är brusgolvet knappt påverkat nere på -106dB i SDR-IQ

+6kHz

FT-7an visar knappt något heller på +10kHz

Lugn och fin på 10kHz, glömde att justera till +6kHz.

Sammanfattat, om man jämför 432MHz konverterns starka S-9+60 signal på 28MHz med en riktig 28MHz signal på S-9 så är det samma beteende, det är tyst runt centerfrekvensen vid 6kHz avstånd.

Nästa steg är en riktig "test "med stora 432-yagi och starka motstationer. det blir av på nästa 432NAC om tiden räcker till - SDR-IQ/FT-7 som mottagare.

Reparerad & justerad 432MHz preamp - del 2 UHF preamp

Efter första uppmätningen av den preampens prestanda (lite mediokra sådana) så borde det rimligen finnas ytterligare möjligheter till justera fram en bättre brusfaktor och kanske lite mer förstärkning.

Tittar man på komponentstandarden före och efter GaAsFet så hittar man äldre hålmonterade kondensatorer. Dessa har inte särskilt höga prestanda och är antagligen del av brusfaktortalet som uppmättes.

Kortade ner ben längden mot jord på dioderna med lite lödtenn, byte av vridkondensator, hålmonterade kondensatorer borttagna.
Noteras på bilden är att 4.7nH, 1nF och 1n4148 sitter kvar ännu.

Första åtgärden är att byta trimkondensatorn, orginalet är en grön SKYE 10pF.
Mitt val är en keramisk/metall rörtrimmer i miniatyr som ofta används i 1-2GHz slutsteg, den liknar Gigatrim's modeller för GHz applikationer.

Andra åtgärden är att byta ut 2,2pF seriekondensatorn före GaAsFet mot en ytmonterad dito, modell liten.

Tredje åtgärden är att byta ut 1,8pF seriekondensatorn efter GaAsFet mot en ytmonterad dito, modell liten.

Brusfaktorn sjunker alltefter val av andra komponenter och ny trimning före och efter GaAsFet. Dom nya kondensatorerna används normalt i 1-2GHz applikationer.

Mellan varje åtgärd trimmades induktansen, samt bandpassfiltret och man kunde då se att brusfaktorn minskade samt att förstärkningen ökade i små steg mellan varje mod.
Jag startade med 1.63dB NF och 16.8dB gain och slutade efter moddarna på 1.49dB NF och 18.4dB gain.

Här ser man SMD ATCliknande kondensatorer istf. hålmonterade, före och efter GaAsFet.

Dom blå avkopplingskondensatorerna är till för extra reducering av brus från 78L05 regulatorn.
Avkoppling av dessa 78typerna blir alltmer viktigt på nyare typer av mmic lågbrusförstärkare t.ex PGA-103 m.fl.  I detta fallet gjordes ingen mätjämförelse före och efter åtgärden med det är en enkel komplettering just in case...

Det finns åtgärder kvar att göra, att byta 4.7nH induktansen och den hålmonterade keramiska kondensatorn (en gul grej som syns på översta fotografiet) till nyare med bättre prestanda på UHF - problemet är detsamma att dessa gamla hålmonterade komponenterna bidrar till förlusterna före GaAsFet. Man kan också ändra på skyddslösningen och byta de hålmonterade 1n4148 till nåt modernare ytmonterat.

Slutligen, det undre locket på lådan har en tydlig negativ inverkan på prestandan i den här preampen, utan lock så ökar bruset, så all trimning har gjorts från komponentsidan där locket inte har någon märkbar inverkan.

Bilderna är tagna med mobilkamera denna gången, dvs. lite sämre skärpa i bilderna ;)

Reparerad & justerad 432MHz preamp

Tidigare felsöktes och byttesGaAsFet i den trasiga 432 förförstärkaren.
Ett första provskott indikerade att förstärkning och lite brus finns på nyttosignalen.

När man byter från en typ av GaAsFet till en annan typ så behöver man justera ett par parametrar för att få bästa brustalet. NE72084 har trots allt inte helt identiska data som med MGF1302.

Första försöket i brusfaktormätare gav över 1.9dB NF.
Justerade C och L på ingången till NE72084 samt justeringar på bandpassfiltret efter NE72084, och lyckades komma ner till dryga 1.7dB NF.
Gain är rätt konstant på knappt +17dB.

Då återstår att ta kontrollen på matningsspänning samt ström genom NE72084.
En 100ohm seriepot på matning, samt en 100ohm seriepot mellan NE72084 och jord.

100ohm SMD potentiometrar tillfälligt inkopplade

I orginalkopplingen i preamp var drivspänning satt till 5.0Volt, mest pga. att spänningsregulatorn är en 78L05, finns ett litet spänningsfall genom drosseln men det är inte stort alls.
Egentligen är 5Volt nära max.specifikation och inte i förhållande till bästa NF -  för både orginal och ersättnings GaAsFet.

Enligt datablad för både MGF1302 och NE72084 har man bättre NF på lägre drivspänningar.

Det första jag justerade ner var drivspänningen via 100ohm pot.
Under 3Volt steg NF.
Över 3.8Volt steg NF.
Bästa punkten var vid 3.38VDC mätt direkt på NE72084.

Nästa steg är att sätta ström igenom NE72084, dvs. enligt databladet ligger bästa NF mellan 10-30mA. Orginalkretsen i preamp har ett 22ohm motstånd vilket verkar ge lite för hög ström för en NE72084 om man vill ha bästa NF.
Med drivspänningen optimerad, kan jag nu justera strömmen med 100ohm pot.
Vid exakt 23.2mA fanns den bästa NF för NE72084 vid 3.38V DC.

23mA genom NE72084 och lägsta bruset

Gjorde en sista tuning av L och C på ingången, men där fanns inte mer att hämta.

Lödde loss båda pottarna, mätte upp inställt värde på resp. pot., 65ohm (seriemotstånd +5V) och 49ohm (till jord från NE72084).
Den slutliga lösningen blev 2st 120 180ohm 1206SMD i parallel, samt 2st 100ohm 1206SMD i parallel.

Resultatet: 1.63dB NF och 16.8dB gain.

Det resultatet kan tyckas vara miltals från tillverkarens datablad på 0.9dB NF, 20dB gain.
Om man försöker förklara varför det skiljer mellan reklam och uppmätta data:

CX120 anger 0.2dB insertion loss på 500MHz, 0.4dB på två reläer

N-kontakterna anges 0.15dB insertion loss , 0.3dB på två kontakter

Kretskortets rätt långa RF ledningar, inte lågförlustkretskort, nån del av en dB mer...

Teoretiskt så borde man ha minst 0.7dB extra innan man slår på LNA i RX läget.

I databladet anger 0.2dB Einfugungsdämpung,.

Mäter med noise figure mätare och enbart genom N-kontakterna och båda koaxreläerna ser man under 1dB loss. Dvs. samma sak som att sätta en -1dB dämpsats i noise figure mätaren och man får samma mätvärde 1-dB.

Mäter man med noise figure meter med LNA i RX läget så får man ett värde runt 1.5dB vilket skulle betyda att första steget med MGF1302 har ett brustillskott på 0.6dB NF eller bättre - vilket är rimligt.
Med en annan NF optimerad LNA konstruktion med en MGF1302 så kan man i teroin kunna sänka NF talet ytterligare.

MSA1104 matas med +11V över ett 120ohms motstånd och när MMIC drar sin ström över motståndet hamnar drivspänning på +5V .

432MHz mottagarkonverter

Har en japansk 432MHz station som fungerar bra men mottagaren är brusig på ett jobbigt sätt troligen pga. att Den interna frekvensgeneringen är undermålig och från 90talet.

Tanken var att sätta ihop en 432 mottagare/konverter baserad helt på kristalloscillatorer (XO) och en mottagare med VCXO - och med den jämföra skillnaderna, först mot en 432fyr och sedan under 432 NAC.

Transverterdelar för test och mätövningar

Konceptet nu är ett 432MHz förförstärkarsteg med ATF34143, ett 432MHz bandpassfilter, en AH-1 mmic, en SYM-20DHW  +17dBM trippelbalanserad blandare, en kristallstyrd LO på 404MHz som ger 0dBm samt en efterföljande SXA-389 förstärkare för att nå +17.5dBm,
IF blir då 28MHz och går via en diplexer, ett filter samt en JFET IF förstärkare på cirka 9dB förstärkning minus filterförlusterna.


Lokaloscillator, blandare och IF delarna är nu ihoplödda och den första bänktesten är gjord (utan ATF och AH1) med signalgenerator direkt in i RF porten på blandaren,.
Med +17.5dBm LO signal blev känsligheten -84.5dBm för att ge S-1 mätarutslag på FT-7an.

28Mhz diplex, 9dB förstärkare

Blandaren med bra IP3, bra isolation och +17dBm level.

Lokaloscillator + 0dBm med BFW92/93 i sista stegen.

Förstärkare för lokaloscillatorsignalen, +17.5dBm med SXA389

Lyssnar man ännu längre ner i bruset efter typiska weak signal CW som är vanligt under 432NAC så hörs signalgeneratorn ner till -116dBm i FT-7ans mottagare.
Mao. så här långt verkar konceptet använbart för vidare utveckling.

28MHz mottagaren (Yaesu FT-7) är lugn och fin att lyssna med, jämför man en icom/kenwood/yaesu från 90-talet så är FT-7an alltid trevligast att lyssna med på 28MHz bandet.
Slår jag av IF JFET förstärkaren tappar man minst +6dB förstärkning.

Nästa steg:
Det behövs ett bandpassfilter före blandaren och kompensering av filterförluster - med en aktiv förstärkare.
Planen nu är att löda ihop och provköra en relativ lågbrusig förstärkare ATF och en följare AH1, sen justera bandpassfiltret, ordna dc regulator som inte bidrar till en ökad brusfaktor.
Det kan bli lite mycket förstärkning med dessa två i serie, men det visar sig framöver.

432Mhz HF stegen med bandpassfilter - ej provat ännu.

Egentligen kan man undra om det är värd mödan att hålla på med ATF transistorn, det låga brustalet man får hjälper inte så mycket vid markbaserad kommunikation eftersom markbrustalet är betydligt högre där antennerna pekar, mot horisonten, man brukar säga att marken brusar 289Kelvin vilket motsvarar 3dB NF. Hur mycket antennen plockar upp från marken varierar.
Fördelen med ATF är då att det finns en liten marginal för ytterligare förluster t.ex filter och lite kabel.
Ska man däremot bygga en 432MHz mottagare för EME så är det definitivt fel val med ATF eller MGF, istället ska man satsa på dom senaste högströms MMIC som har extremt lågt brustal och kräver endast enkla matchnät/små förluster och dessutom klarar sig utan aktiva och känsliga bias/spänningsförsörjningar. Med antennerna pekandes bort från marken är det naturliga bruset betydligt lägre än 289K/3dB NF, kanske bara en bråkdel av det lilla som antennen plockar upp, 0.4dB eller nåt liknande.

DC matning via koax med QRO på 432MHz

Funderade på om det går att ha en preamp på ett en-koax system på 432MHz, dvs. använda DC-matning via samma koax, med ett större slutsteg (upp till 700W).
Dom flesta bias-tee burkarna är inte avsedda för halva kilowatt på UHF, snarare för mindre effekter som standard UHF apparaterna ger eller nåt litet PA.

Så frågan är hur man fixar en sådan DC-matning.

Första försöket, en standard DC-matning på koax, en stripline och seriekonding.
Inte lätt att få detta perfekt, drossel spelar stor roll när det börjar bli tal om hög effekt.

 

Generell modell av DC matning på en stripline och ATC seriekonding samt drossel + avkoppling.
En liknande modell sitter i köpeprodukter (värdet på drossel och konding är frekvensberoende)

Vad händer om man lägger på UHF effekt på ovanstående konstruktion ?.
Redan vid 50W börjar det bli varmt i komponenterna -  så jag kopplade in den via nätverksanalysator för att se vad som pågår.
I analysatorn ser man att anpassningen är mesiga -12dB, dvs. det kommer antagligen att brinna fint med hundratals watt.

Så nån ny typ av DC matning måste användas.

Här är en annan modell, där man utnyttjar egenskaperna från en kvartvågslängd 50ohms koaxsnutt som är öppen i en ända. Klippte först till en 130mm lång koaxsnutt, enligt kalkylatorn blir den teoretiska kvartvågslängen i en PTFE koax 121.45mm (räknat på skärmen).

Principen är enkel, använder här semirigid PTFE koax och en öppen ända.
Två koaxer, en till antennen, en till sändaren/mottagare och en DC-block kondensator som hindar DC att nå sänd/mottagarkoaxen, DC når bara antennkoaxen.

 Koaxsnutten trimmas först ner till målfrekvensen med avbitaren, bit for bit.

Anpassningen till 432MHz gör man genom att korta ner kvartvågskoaxsnutten en bit i taget, började med 4mm, sen 3mm och sist 2mm, då hamnade man ganska nära målet.

Så där ser kretsen ut i mätning, Markören ligger på 432.2MHz, och max.anpassning ligger längre ner runt 410MHz.

 Tvärr är det lite svårt att hamna på rätt frekvens med klippning och det är lätt att koaxstumpen blir för kort. Att få rätt elektrisk längd bli ett problem när DC-matningen ansluts, när man stoppar in detta i en låda eller om man har lokala avvikelser som man måste anpassa sig till.

Perfekt anpassning men på lite fel frekvens,  -38dB ser lovande ut, räcker nog till för att DC-kretsen ska klara sig även vid höga effekter på UHF.

Det är väldigt knepigt att få rätt anpassning på rätt frekvens på UHF, så nästa knep är att göra kvartvågskoaxsnuttens längd variabel.

Variabel längd med en adderad och trimbar LC krets i "öppna" ändan av koaxen.
Nu i efterhand så är det kanske bara kondensatorn som behövs för att kunna justera längden elektriskt, men jag har inte hunnit prova detta ännu. Så nästa steg är klippa bort spolen och mäta igen.

En liten spole ca. 5mm ID och 2varv, samt en PTFE trimkonding 1-10pF.
På detta löder man sen på DC_matningen.

Så här ser det ut så långt, med LC trim, med DC-matning med drossel.
Förlust runt 0.1dB och anpassning strax under -30dB på målfrekvensen 432.2MHz.

Med trimbar kvartvågslängd kan man justera in bästa anpassningen efterhand på ett enkelt sätt.

Skulle tro att man justera även induktansen och få ett lite annat resultat, kanske t.o.m ett bättre resultat!.


Nästa steg i den här protorypen är att anpassa seriekondingen som blockerar DC mot sändaren, till höga effekter. Den nuvarande kondensatorn är en enda 470pF keramiskt ATC för runt 300V. Dom blir gärna varma vid flera hundra watt -  så tanken är att parallelkoppla ett antal silver mica för att distribuera värme och spänning över flera kondingar.
Det blir sen ett provskott på 400W CW - sen visar det sig om det kommer att fungera i praktiken med ett riktigt antennsystem istf. en ideal 50ohm konstlast.


Ovanstående kan man även göra med en enkel UHF VSWR mätare, en 50ohms UHF konstlast, lite kvalitetskoax och en vanlig kalkylator. Räkna fram rätt elektriska kvarvågslängd allt efter hastighetsfaktorn i koaxen (PTFE har 0.70%).
Sen trimmas stumpens längd grovt med klipnning, genom att sända 432MHz effekt igenom VSWR mätaren förbi kvartsvågskoaxen in i konstlasten, sen finjusteras VSWR med trimkondensatorn för bästa resultat.

Mer underhåll, en 432MHz förförstärkare

Så var det dax igen, en 432MHz preamp som tagit slut. Ger bara brus men inga signaler från antennen. Felsökning inledd.

Så här det denna preamp'en ut, en köpe-grej från DL-land med ett super-namn.
Nycklas via RF VOX eller via antennkabel med DC.

Detta är en två-stegs modell, en GaAsFet och en MMIC i serie via ett bandpassfilter. Har enligt databladet reglerbar förstärkning mellan 10-20dB.

Enligt databladet ska preamp'en tåla 500W SSB och 300W CW med DC nyckling - däremot är CX-120P koaxialreläerna specifierade till 150W vid 500MHz.

Databladet anger 0.9dB brusstal igenom preamp'en på 430-440MHz, det inkluderar antagligen brustalet på GaAsFet samt loss genom ett relä före GaAsFet.

Har själv kört 350W på 432MHz samt 150W på 1296MHz igenom CX-120P reläer under många timmar i slutsteg - så man kan säga att den typen av relä klarar mer än databladet anger - även om missanpassning och förluster är synliga på mätbänken på de frekvenserna.

Tittar man inuti den så har två skyddsdioder satts ur spel vid nåt tidigare tillfälle.

Vanliga 1n4148 switchdioder i parallel till jord ska ge första steget visst skydd till första förstärkaren.

Här sitter andra steget, en MMIC MSA1104.

MMIC med +10dB gain.
Enligt databladet har 1104 en IP3 på 30dBm och NF på 3dB vid 500MHz.

MMIC har sin drivspänning på plats, rätt högt satt och nära max.värdet 5.5V.

Här sitter det första steget,, en GaAsfet, en MGF1302.

Märkning MGF1302
Enligt databladet har 1302 en NF på 1.4dB vid 4GHz och 11dB gain, men ND blir lägre på 432MHz.

Finns spänning från 78L05 regulatorn till GaAsFet.
Egentligen en väldigt hög matningsspänning, lite spänningsfall blir den genom ett 10ohm motstånd i serie med biasmatningen. Normalt jobbar dessa på 3V, max.värdet är 6.0V.

Lite data.

Samt en del av kretschemat, (inte helt komplett)

Här ser man MGF1302 är satt på 5V samt 22ohm till jord.
Men enligt databladet så ska bästa brustal finnas vid 10-20mA och 3.0V.
Kanske är detta inte helt relevant, man måste prova sig fram med variabel spänningkälla och en brusfaktormätare.

Anslöt en signalgenerator på antenningången och en spektrumanalysator på sändaruttaget och där fanns inget att se. Med stor sannolikhet är det första steget som gått sönder.

Gjorde en snabb sniff med spektrumanalysatorn på Gate samt Drain - den är paj!

Hade inga MGF1302 i lager, så valet stod mellan två olika ersättare, en med riktigt bra brustal och en med lite sämre brustal. Det blev det senare alternativet.

Data på ersättaren. NE72084: Samma drivspänning (3V),  ström (10mA) .

En ny NE72084 samt en trasig MGF1302.

kk

Bytet gjort.

Så där ser det ut med en hel preamp. Bra med förstärkning.

OK, Då återstår en snabb koll i nätverksanalysatorn, var ligger anpassningen och passbandet.
Så här ser det ut genom bandpassfiltret och första resonatorn före justeringar gjordes.
Det gick inte få bättre anpassning, men en liten justering av passbandet gjordes.

Återstår att prova brusfaktorn (NF) i en NF mätare - och göra lite justeringar på första resonatorn.

Passbandet på plats, anpassningen lite för lågt i MHz.

Bandpassfilter, två poler.
Skulle tro att här försvinner runt 4-5dB vilket stämmer med preampens datablad på 10-20dB gain, 15dB i GaAsFet samt 10dB i MMIC minus 5 db i filtret.

Första resonatorn

Sist - skyddsdioderna är återställda på ingången till NE72084,

skulle tro att dom tagits ur bruk pga. IMD på nån plats med starka grannsignaler.

Preamp borde tåla några några hundra mW på ingången utan att skada GaAsFet.