Noise Head GHz

 Bruskälla för brusfaktor mätningar

Har alltid petat på LNA'er och andra system där en intrimning brukar ske och en parameter som ofta är knepig att mäta upp är en systembrusfaktor.

För drygt 7år sedan så gjorde ett par tyska radioamatörer en lösning med brusfaktormeter av enkla medel, s.k CANFI. Söker man på CANFI så hittar man allt man behöver veta där.

Jag började med det mest mekaniska, en bruskälla.

I brist på s.k brusdioder så kommer min bruskälla använda en schottkydiod och ha en begränsad övre arbetsfrekvens och en ganska varierande utsignalsnivå över flera GHz.

Men - detta är ett kul experiment så  - let´s go!

Det hela börjar med en bit aluminium....frästa kanter

Alu biten fräses ut till lämpliga dimensioner för ett kretskort och en BNC chassihonkontakt samt en SMA chasssigenomföringskontakt

En låda redo för färg och ihopsättning....tanken är att addera ett lock senare.

Kretskort och koaxkontakter
Man kan observera att teflonkretskortet inte är färdigbestyckat eller inte heller ihopsatt att användas för de riktigt höga GHz frekvenserna, min tanke var att stanna vid 2GHz.
Komponenterna är en mix av 12, 08 och 06 ytmonterade delar.

BNC kontakten är en vanlig chassikontakt
SMA kontakten är en chassigenomföringskontakt som svarvats till så att mittstiften är exponerat och kan anslutas till kretskortet

redo för ett lock
M3 skruvarnas skruvskallar är alldeles för stora i denna lådan så skallarna har svarvats av så diametern passar bättre här

Nu ska schottky dioden monteras och en provkörning står på kö i labbet

japp....en låda

Målad med grundfärg för aluminium samt en passande täckfärg - vit

 122GHz two way CW QSO 16.27km distance

Provade köra 122GHz över en fri sikt distans på 16km

Båda stationerna använder VK3CV 122GHz radion, en parabol samt  på 144MHz IF en mottagare som består av en Android mobiltelefon med SDR mjukvara för SSB och en SDR-RTL USB sticka. Nyckling av CW sker direkt på 122GHz radion då sändaren är integrerad där.

Dessa kort har enligt databladet en halv milliwatt utefffekt (-3dBm) från radarchippet TRA120.

Parabolerna har en lobbredd på mindre än en grad och mellan 30-40dBi gain.

Ett kikarsikte används för att rikta loben på motstationen.

Exakt orientering av motstationens plats sker med hjälp av starka lampor, en LED lampa syns i ett kikarsikte på denna distansen.

En vy från tillfället där motstationen är placerad i toppen av en hög byggnad

Stationsutförandet vid QSO
0.5mW + parabol + kikarsikte med x24 förstoring

Jämför med många andra portabla mikrovågsstationer är dessa mycket små och lätta att bära runt

LNA PREAMP PGA-103+ NF GAIN measurements

 Provade en LNA Preamp RX förstärkare PGA-103+ på ett generiskt kretskort

Var i behov av en referens LNA, dvs. nåt som man kan använda i jämförelse med andra LNA som kommer upp på labbordet

Hade sen tidigare införskaffat 10st generiska kretskort för MMIC eller andra GaAsFet samt dito 10st MMIC av modell PGA-103+ från W land.
Har tidigare provat SPF-5189Z på 432MHz och som kan ersättas av just PGA-103+.

PGA-103+ är en E-Phemt MMIC.

Dessa MMIC är ultra på många sätt, bredbandiga, lågbrusiga, har bra IP3och är 50ohm anpassade direkt. Om man slipper anpassningar på in och utgång så adderas inget egenbrus pga. färre komponenter i RF vägarna.

Kretsen är extremt enkel, fem komponenter 
Komponentvärdena har jag plockat ihop från det som fanns i junkboxen

Kretskort med 50ohm stripline, kopplingskondensatorer, bias choke och avkopplingskondensatorer
Kompletterade med en fixed +5V / 400mA regulator samtidigt, en MIC2920-5.0BS i SOT-223 förpackning och ett antal avkopplings och brusreducerande kondensatorer. Denna MIC krets tål en hel del mer inspänning än +13.8V vilket är bra
Denna +5V regulator är inte bäst på lågt egenbrus men får duga tillsvidare. Det finns regulatorer med 10x lägre uV output noise voltage än vad denna krets har.
PGA strömförbrukning är långt under 400mA så denna DC regulator räcker till.
Även en skärmad låda lades till för att slippa instrålad RF i referens LNA'n.
Den skärmade lådan ger stor nytta om det skulle finnas andra signalkällor i omgivningen som direkt påverkar prestandan.

Monterad i den kalibrerade gain och noise mätaren med en 5dB ENR bruskälla

Följande resultat på amatörradiobanden blev då:

MHz         GAIN dB   NOISE dB

I stort sett blev mätresultaten enligt databladet för PGA-103+  - förutom på 1296 där kunde det bli något lite bättre om man väljer lite andra komponentvärden och andra ytmonterade komponenter i 50ohm stripline.

Det blev i mina ögon en lyckad referens LNA för framtida tester med andra komponenter/LNA.

Denna LNA är dessutom mycket bra från 50 till 1296 om man t.ex tävlar i Nordic Activity Contest eller om man är QRV lite allmänt på VUHF banden.

Denna typ av MMIC kostar under 50lappen, ett kretskort kan man skrapa fram själv, en liten skärmlåda och sen är man igång på alla band mellan 30 och 1296MHz.

Egentligen är gain högt på de lägsta frekvenserna men det går ju alltid att planera in plats på kretskortet för en 50ohms pi-dämpsats med tre ytmonterade resistorer vid utgångskoaxkontakten - eller ha en extern dämpsats på utgångskoaxkontakten.

Om LNA skulle självsvänga finns en fix som tar bort detta och LNA blir  då "unconditionally stable" - nackdelen är att det blir en liten påverkan på prestandan. Jag har inte sett tendenser ännu på att denna LNA svänger på nån frekvens. Sök på AN60-064 som är en technical note och där finns beskrivningen på fixen. Fixen innehåller en mycket bredbandig RF choke  - men man kan nog sno ihop något liknande med en mycket liten 2-hålig ferritkärna och lite tunn lackerad kopparledare.

Det finns senare alternativ  i form av SAV-581+ E-Phemt FET.
FETen ger en liten förbättring med lägre brus på 144 432 1296.
Kretsen blir lite mer komplex eftersom FET'en vill ha både Vdd och en biaskrets Vgg.

Yaesu FT-7 other mixer diodes MIX UNIT

 FT-7 prov med andra blandardioder

Transcievern är gammal och jag har dessa kvar som lite nostalgiska inslag i radiorummet

Använde dessa tidigt i min amatörradiobana, har även använt dom på senare tid på t.ex 28MHz QRP och fyr-lyssnar station hemifrån

Hittade ett par moderna Schottky dioder i surpluslådan och ett projekt blev genast till.....

FT-7 Mix Unit PB-1631 innehåller en DBM mixer som används både för TX och RX, den blandar RF upp/ned till 9MHz IF.

På RX sidan på RF signalen finns Q201 som är en impedansmatch, på TX sidans RF signal finns en dämpsats och en dual-gate FETQ202 3SK40M som troligen är en förstärkare.

Mittuttaget på balunen har en krets som troligen sätter strömmen på Q201 2SC535A

FT-7 har en DBM, double balanced mixer, som har många inbyggda fördelar:
- Balunerna ger hög isolation mellan portarna för LO, RF och IF
- Even order harmonics från LO och RF portarna undertrycks kraftigt mot IF porten
- RF portens nivå fördelas på fyra dioder och därmed ökar mixerns tåligthet mot IMD produkter
- LO signalen kan ha hög nivå och det ger större signaldynamik i mixern
- en DBM eliminerar AM modulering från LO signalen, vilket ger en "renare" IF/RF signal
En DBM har också nackdelar:
- en hög LO nivå kan spridas i lådan med radiomoduler och ge spurioser
- IF signalen väljs ut med ett filter
- impedansen på portarna, Zif är låg medans Zrf och Zlo är hög pga. seriekopplade dioder
- impedansmatching är viktigt eftersom SWR på portarna kan ge högre nivåer av oönskade signaler 

Orginal Schottky diod är fyra stycken 1SS16 från NEC: Silicon Schottky Barrier UHF Detector / Mixer diode.

Hittar knappt några datablad på denna men det finns likheter med NTE112 och är kan vara en ersättningsdiod enligt NTE datablad.

1SS16 (NTE112) anges: Vrrm 5V, If 30mA, Cpf 0.9pF@0.2V@1MHz

Bland de Schottky dioder för RF bruk som finns i min surpluslåda är t.ex HSMS 2825, HSMS-282K, BAT86-4, BAS 70-5, ZC2800E -  för att nämna några..

Valde ut HSMS-282K mest för att det är en lågnivå diod samt har en inbyggd rail mellan de två interna och separerade dioderna. Tittar man på data mellan NTE och HSMS så är skillnaderna inte så stora på 10mA, skillnaden är på 1mA där HSMS leder på en lägre spänning än NTE.

Den inbyggda railen är jordad normalt och ger 10dB mer isolation mellan dioderna, vilket låter bra på papperet

HSMS-282K har i mina ögon rätt snarlika data som NTE112 och 1SS16 - på papperet.....   .8/

Idealet vore en pinkonfiguration med ring av dioder - vilket finns i HSMS serien: HSMS-282R eller HSMS-2827

Tanken var att prova om det märks någon skillnad mellan 70-tals dioder och lite modernare dioder. HSMS-282K är obsolete för nya konstruktioner.

HSMS beskrivs så här:

HSMS-282x series of diodes is the best all-around choice for most applications, featuring low series resistance, low forward voltage at all current levels and good RF characteristics. 

HSMS-282K är en SOT-363 kapsling, 6 pinnars, matchade dioder i respektive kapsling.

Gissningsvis är matchningen betydligt närmare inbördes än när Yaesu monterade de fyra 1SS16 dioderna.

Tillverkade ett kretskort som passar på lödsidan av MIX UNIT där 1SS16 dioderna är monterade

CAD utskrift och layout med 2st SOT363 dioder

Delar

Det lilla extra kortet monteras på lödsidan av orginal mix unit kretskortet

Pinnar som matchar orginal hålbild

Två HSMS-282K

Monterat
Här ser man att föregånde ägare har lagt på lödtenn på kontaktytorna
Allt eftersom korten tas ur så tar jag bort överskottet av lödtenn eftersom det snarare försämrar kontakten med de fjädrande kontakterna nedan

Lite glapp som fick åtgärdas....
FT7 har dessa lösa kort som sticks in i en rad med fjädrande kontakter
Samtliga Yaesu har glapp med denna lösningen
Har radion legat på hyllan ett tag så brukar man behöva rengöra och kanske löda om kontaktytorna igen

klart for prov

PROV

Audio bakgrundsbruset är lägre på alla frekvenser 3.5 till 28MHz jämfört med orginal.

Första intrycket är att det kan vara lite mer blandardämpning / förluster med HSMS dioderna

Å andra sidan är detta kanske en tydlig indikation på att HSMS dioder är tystare än 1SS ?

Mer prov krävs.

Om förlusterna har ökat kan det bero på at LO nivån är för låg eller för hög,

HSMS vill ha +2 till +12dBm LO om loss är som lägst dvs. 6-7dB

Impedans mismatch är en möjlighet också, lite klurigare att vet mer om

Jämför med FT-7B

Många som modifierar tittar på senare versioner av radios av samma typ och märke

I fallet FT-7B så innehåller den många förbättringar och rena felrättningar som FT-7 verkar ha från början.

Med MIX UNIT FT-7 PB-1631 och jämfört med MIXER UNIT PB-1631E ser man skillnader i kretsschemat

En snabb jämförelse, FT-7B undre schema, delar som inte ritats ut är exakt samma som den övre FT-7

I FT-7B har man ändrat på TX8V matningen samt lagt till en ALC kontroll av Q202 TX förstärkaren, jag kommer inte göra denna ändringen.

Där finns även två nya komponenter på TX IN/RX UT samt en komponent på Q202

10M /28Mhz är lite problematiskt eftersom uteffekten är lite låg och ostabil, förhoppningen är att prova sätta dit en 20pF vridkondensator som fixar detta.

10nF och 1.8k motståndet på TX IN/RX UT samt en extra 1mH drossel behövs inte eftersom jag inte gör ALC/TX8V modifieringen, jag antar att dessa två komponenterna är till för att avkoppla DC mot mixern samt för att få 1S1555 dioderna att leda ström.

LED STINKS ;)

En illaluktande doft spred sig i ett rum där en LED lampa fanns - vad händer?

Det visade sig att doften är typisk bränd elektronik och mycket riktigt så var doften som starkast från en armatur med en LED lampinsats

LED insatsen ser ut så här isärplockad, data på sockel anger 12V drivspänning

Bakstycket på insatsen var bränd på insidan
Finns ingen leverantörsstämpel
Märknngen är 2xW MR11 250lm DC12V 30 3000k 1620 CE RoHS
Tolkar det som 12V AC driftspänning och med tre LED källor

Brännmärke och dåligt lukt ;) 

Utbränd tantalkondensator märkt 107D och det borde motsvara data 100uF 20V
På baksidan av kretskortet sitter fyra dioder (en likriktare) samt styrkretsar.

En liknande tantalkondensator monterades: 100uF 16V

Sotet som är ledande togs bort och tvättade rent med alkohol

Matade på spänning igen 12V nu lyser LED insatsen igen
På 12V blir insatsen varm fritt monterad, inne i en armatur lär temperaturen troligen mycket högre
Armaturen har en dimbar funktion så LED insatsen har på kretskortet någon egen typ av AC/DC regulator som är proportionell till AC spänningen.

Kommer inte använda denna LED modul igen, det blev enbart ett kuriosa projekt

Vem vet vad mer som kan vara skadat på kretskortet
Orsaken till att tantalkondensatorn självdestruerar är inte känd
men det är känt att tantalkondensatorer inte gillar höga strömuttag, överspännings peak'ar eller mycket AC rippel
Priset på dessa LED moduler är över 120SEK/st i dagsläget

24Ghz surplus transverter

 Wavelab 23Ghz surplus  -  base for transverter

complete PCB stock version

En fungerande 22G converter RX & TX

Innehåller många dyra och fina komponenter med bra prestanda.

Den går att modifiera och återanvända för 24GHz amatörradio 8) på 1.25cm bandet

I standardutförande 

På kretskortet finns flera filter, 3.9GHz bandpass hairpin filter, 11.9GHz bandpass hairpin och lågpass filter, 22GHz stripline bandpass filter och ett 2.3Ghz bandpassfilter.

11.9GHz BPF i LO kedjan (LO x5)

22GHz BPF i TX kedjan

3.9GHz BPF i LO kedjan (LO x2)

TX och RX har gemensam LO kedja som multiplicerar först x2 med en passiv HMC188 krets sen x3 med HMC916 aktiv krets - som signalförstärks två gånger med VMMK-2503 GaAs wideband 1-12GHz +12dB gain och sedan delas LO signalen upp i en Wilkinsson -3dB divider för RX respektive TX kedjorna.

LO multipliceras 12 gånger för TX för att nå 22GHz,  troligen används två lika LO frekvenser för TX resp. i RX i kedjan.

I TX kedjan efter Wilkinsson sitter en +23dB gain buffer amplifier XB1007 som matar en subharmonic mixer AMMC6545 med -11dB loss, därefter ett gain block CHA3689 på +26dB förstärkning som matar första TX driver förstärkaren HMC442 på +15dB förstärkning samt ett slutsteg med en K-band +22dB förstärkare SMM5845 som ger upp till 2W på 22GHz (+33dBm).

XB1007 mmic 4-11GHz gain block, +23dB förstärkning

I RX kedjan efter Wilkinsson sitter en aktiv downconverter krets HMC967 med inbyggd LO dubblare samt har +12dB förstärkning och 2.5dB brus, efter denna sitter endast ett lågpassfilter inann en bredbandig 0.05-4GHz gain block MMIC TQP3M9008 med +20dB förstärkning.

K-band active downconverter kretsen HMC967 sitter direkt på RX SMA 22GHz kontakten , samt en QCN-19+ 1.1-1.9Ghz RF combiner på IF signalsidan som sätter sidbandet under LO frekvens på RX.

Som man förstår på bilderna är många aktiva kretsar s.k wafer/chip, dom är inte kapslade utan har öppna bond trådar i anslutning till kretskortet.

Driver amplifier HMC442 en 17-25GHz +15dB förstärkare med negativ -Vgg och +Vdd. 

LNA gain block förstärkar kretsen CHA3689 en 12-30GHz pHEMT +26dB förstärkare

Subharmonic mixer krets AMMC6545, 18-40GHz RF och en +15dBm LO 9-20GHz, IF för DC-3.5GHz, -11dB conversion loss
Den här kretsen är tiny! chip mäter 0.8 x 0.8mm och de tre anslutningspad'sen är 0.1 x 0.08mm

Modifieringar krävs, under lupp 8) !

Troligen kör man denna modul som en 24Ghz transverter och en IF till ytterligare en transverter från nånstans mellan 1.9-2.1Ghz till t.ex 144MHz eller 432Mhz.

Inga ändringar i aktiva kretsar behövs (!).

Filter kan modifieras, tas bort ochersättas med en bit koax - för att passa de frekvenser man väljer att använda.

En ny LO med två frekvenser behövs.

Samt nya RX & TX konverters med tillhörande LO till den radio man tänker använda.

Spänningsmatningen är speciell, det krävs sekvensstyrd spänning vid på/avslag för att inte förstöra t.ex 2W slutstegskretsen med krav på bias och matningsspänning innan RF kan appliceras.

Kanske blir det av att påbörja detta projekt i framtiden 8/

122GHz radio part 3 - signal quality concerns

Referenssignal 10MHz Sinus eller fyrkantssignal

UPDATERING 2022 Oktober

Denna squarer lösningen baserad på 74AC04 är inte lämplig att använda på VK3VC 122GHz kretskortet eftersom AC04 tillför en hel del fasbrus via 10.0MHz referenssignalen som sedan återfinns på 122GHz nyttosignalerna.

Den går att använda fortfarande i andra tillämpnignar  - men man bör hitta en annan kretslösning för 122GHz VK3CV 10.0MHz.

Låter nedanstående text finnas kvar som en del av historien och kunskapsinlärning i detta projekt ;)

I 122GHz radio ingår en ADF Fractional-N Frequency Synthesizer och den har normalt en egen 10MHz XO som är monterad på radiokortet. XO betyder kristalloscillator och den påverkas lätt av den omgivande temperaturen vilket leder till frekvensdrift

En del i lösningen i 122GHz radion är att istället använda en extern 10MHz OCXO.
OCXO har i mitt fall en sinussignal på utgången.

O i OCXO betyder OVEN, dvs. en temperaturkontrollerad miljö för kristalloscillatorn och därmed en bättre frekvensstabilitet, en egenskap som blir mer viktig i den här 122GHz radion där 10MHz signalen kommer att påverka en PLL VCO som i sin tur genererar signaler över 120GHz.

Den PLL VCO som används i 122GHz radio fungerar mycket mycket dåligt med en 10MHz sinussignal så man måste se till att 10MHz signaler är fyrkantsvåg - först då blir radiosignalerna användbara

En krets som kommer till nytta är 74AC04 som kan användas att omvandla en sinussignal till en fyrkantssignal. AC04 är en hex inverter med 6st inverter i kapseln

Man hittar material om 74AC04 som s.k Squarer krets i de tidiga H-mode mixer försöken där en bra LO signal nycklar analoga SPDT switchar istf. mixer dioder, typ FSA3157 m.fl SPDT kretsar

122Ghz kortet har en kontaktplats som kan användas efter en komponentmodifikation som en ingång för en extern referens

En typisk OCXO med sinusutgång

Tillverkade ett litet kretskort med en 74AC04 i SOIC14 format samt en +3.3V DC LP2951 i SOIC8 format , detta kretskortet placeras nära 122GHz radiokortet

Använder LP2951ACMA, en justerbar spänningsregulator, som fanns i junkboxen, med R1  och R2 sattes +3.5V samt ett par avkopplingskondensatorer på in och utgång (10nF och 2.2uF)

74AC04 krävs för att hantera 10MHz

I junkboxen fanns en 14pinnars IC och endast en grind används

De övriga grindarnas ingångar är jordade

220Kohm motståndet mellan IN och UT sitter på fel stället - det ska sitta direkt över pin1 och pin2 på SOIC14 - vilket syns i fotot

Bilden nedan visar det kompletta kretskortet

Använde tonertransfer metoden igen - snabbt resultat med dessa små kort

Återstår att provköra och mäta upp signalerna så dom ser korrekta ut

Det finns en risk att OCXO utsignalen är lite låg vilket kan påverka AC04 invertern negativt, 7404 ska ge 3.4V p-p med denna konfigurationen som i sin tur ska gå igenom kretsarna till

ADF4153 som vill ha 0.7V p-p på pinnen till referensingången..

Man kan ju utveckla referenssignallösningen på sikt med en GPS styrd 10MHz signal om man vi ha ännu mer frekvensstabilitet  - men med en utsignal som inte får ha justeringsryckande eller jitter - som åter försämrar 122GHz prestanda i radion

För den här 122GHZ radio kommer en SDR användas som RX och det betyder att man kommer att ha ett vattenfall med variabelt spektrumbandbredd och man kommer se motstationen ganska enkelt i vattenfallet vilket gör behovet av en GPS låst signal lite mindre intressant åtminstone för CW och foni signaler. 

Det finns redan MGM försök på 122GHz så på sikt kanske GPS låst maskin blir ett separat projekt.

122GHz radio part 2 - attempt being QRV on 122GHz

 Some missing facts...

Den mekaniska lösningarna för matare som såldes i kitet har båda har en 8mm diameter och 1.0mm djup kavitet, samt en rörlig del 4.0mm diameter där själva 2.0mm vågledaren återfinns.

Frågan är - var hittar man resonemanget kring hur denna kopplare fungerar ijfm. de inbyggda +10dBi patchantennerna i TRA120 chippet? - finns det några mätningar som visar på skillnaderna/gain med och utan kopplare?

Om man ändå ska mata en reflektor, ska man lita på att den s.k chaparralmataren i 122GHz kittet är bättre än TRA120 chipets inbyggda patchantenner och köra utan matare? 

Chaparral är till för reflektorer/parabol.

Chaparralmataren i kitet med en justerbar inre del

En kavitet 8.0mm diameter, 1.0mm djup, samt en ytterligare justerbar kavitet 4.0mm diameter och djup justerbart, i den justerbara delen sitter sen vågledaren 2.0mm diameter

Trimanvisningen är : Adjust feed WG depth in combiner 1.2-1.8 mm above chip (max Rx sig, 2 step cavity)

Har ser man "chaparraldelen" av mataren

Ett alternativ är en W2IMU dual mode matare men med samma kavitet som chaparral.
Man hittar varianter för 122GHz med en 1.8mm vågledare, samt en aperture på 3.8 x 6mm

Fokuspunkten för patchantennerna är inte centrerad i QFN chippet, punkten ligger lite offset samt mellan TX & RX finns även där en offset runt nån våglängd.

Hur inverkan och funktionen med eller utan 8x1mm kaviteten?

Är orsaken till kaviteten att på nåt sätt fokusera till en punkt istf. två för TX  respektive RX ?

Med endast 10dBi patchantenner har prov dokumenterats över 2km långa sträckor med FRI sikt.

Det speciella 122GHz horn som också går att skaffa, har en kavitet och en vågledardel, frågan är vad skillnaden mellan ett vanligt horn (utan kavitet och vågledare) och detta speciella horn (med kavitet och vågledare) är?, dvs. är det bättre att använda ett horn med eller utan specialfeatures?

Hornet används för att samla ihop sidoloberna framåt och i det här fallet utan reflektor/parabol.

Mitt hemsvarvade horn som är enligt principen med inbyggd kavitet/vågledare över chippet men har fått ett längre horn för lite mer gain ijfm. det hornet som såldes i kitet.
I detta utförandet och i kitvarianten är kaviteterna fasta, inte justerbara. Nån har provat och hittat en mått som ger bra resultat?

Tillverkaren av TRA120-001 chippet visar på en +/- 30grader (6dB) bred lob från endast chip, en bred lob som inte är optimal med eller utan reflektor.
Tillverkaren visar även att man kan använda en Optisk kollimator som monteras 15mm framför chipet och som ger en lob på +/- 4grader (6dB). Kollimatorn är 3D printad i HDPE material.

Monterar man Kollimatorn närmare chippet så ökar lobens bredd en hel del.

Här ser man kollimatorn med utbytbara distanser

Problem & lösningar?

En reflektor vill gärna ha en gemensam fokuspunkt

Om man ska slippa ändra elevation/azimuth på reflektorn om man växlar mellan två fokuspunkter som i fallet med TRA chippet så vill man hitta en metod för att nå samma fokuspunkt.

Är kavitet en bra metod att lösa problemet och vilka nackdelar (förluster) har den ?

Är en optisk kollimator en bra metod att lösa problemet och vilka nackdelar har den ?

Löser ovanstående metoder problemet helt eller delvis eller måste man gå tillbaka till mekanisk lösning med az/el för maximal effektivitiet.

Är kitlösningen effektiv med sin centrerade kavitet/vågledare eller ska man ha en kavitet med en pickup istf. ett vågledare och vilka nackdelar har en pickuplösning?

I kitlösningen så justerar man chaparall kaviteterna för maximal signalstyrka, men hur stor är förlusterna i den kavitetsform som man får?

Slutsats - so far

Så - kanske man kan använda en större offsetmatad parabol och en kollimator med justerbar höjd över chippet, för att hitta max effektivitet, dvs. belysning av hela reflektorn och minimalt med spillover.

Kommer offsetproblematiken mellan RX patchantenner och TX patchantenner att bli densamma eller mindre problematisk med optisk kollimatorn?

Man kan väl dra slutsatsen att det redan experimenteras mycket runt den optimala metoden med TRA chippet och att kunna mata en reflektor med bästa effektivitet -  för att nå de långa distanserna på 122GHz :)

Kommersiella lösningar

Ta t.ex multi-layer gap waveguide technology

Är en teknologi som tycks vara nåt som tilltalar massproduktion för antenner över 100GHz

men det är knappast något man gör själv med tanke på de komplexa strukturer i flera lager som används och som kräver extrem precision i den mekaniska tillverkningen.

Här kan man ha nån typ av vågledarmatning, kaviteter samt slottar som strålar i kanske ett större array av liknande moduler så man får en multi-array antenn.

Förutom patch antenner - som TRA chippen använder sig av finns det cavity backed slot antennas och integrated substrate waveguide (SIW) antennas.
Cavity backed Slot antenner behöver en (dyrbar) lins/collimator för att öka gain (EIRP) och koncentrera loben.

Patch antennerna har en stor nackdel och det är isolationen mellan RX TX patcharna är lägst av varianterna här medans SIW har den bästa isolationen mellan antenner, så själva grundkonstruktionen i TRA chippet har denna begränsningen.